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 本文摘抄翻译自：

• Bootstrap Network Analysis: Focusing on the Integrated Bootstrap Functionality (infineon.com)
• Bootstrap Circuitry Selection for Half Bridge Configurations (Rev. A)
• 具有互锁功能的 UCC27710 620V、0.5A、1.0A 高侧低侧栅极驱动器 datasheet (Rev. B) (ti.com.cn)

目录

1 栅极驱动器概述

2 半桥驱动应用设计

2.1 HI 和 LI 低通滤波器元件的选择（R HI，R LI，C HI，C LI）

2.2 自举电路的基本工作原理 

2.3 自举元件的选择 

2.3.1 自举电容（CBOOT）的选择

2.3.2 VDD 旁路/保持电容 (CVDD) 和 RBIAS 的选择

2.3.3 自举电阻（RBOOT）的选择

2.3.4 栅极电阻（RON/ROFF）的选择

2.3.5 自举二极管（DBOOT）的选择

2.4 自举元件的布局

附 模电基础概念回顾——MOSFET

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1 栅极驱动器概述

        为了实现功率器件的快速开关并减少相关的开关功率损耗，在控制器的 PWM 输出和功率半导体器件的栅极之间采用了强大的栅极驱动器。此外，当 PWM 控制器无法直接驱动开关器件的栅极时，栅极驱动器也是必不可少的。随着数字电源的出现，这种情况会经常遇到，因为来自数字控制器的 PWM 信号通常是 3.3V 逻辑信号，无法有效地打开电源开关。需要电平转换电路将 3.3V 信号提升至栅极驱动电压（例如 12V），以便完全开启功率器件并最大限度地减少传导损耗。传统的缓冲驱动电路以 NPN/PNP 双极晶体管为基础，采用发射极跟随器配置，由于缺乏电平转换功能，因此无法满足数字电源的要求。

        栅极驱动器有效地结合了电平转换和缓冲驱动功能。栅极驱动器还满足其他需求，例如通过将大电流驱动器安装在靠近功率开关的位置，最大限度地降低高频开关噪声的影响；驱动栅极驱动变压器和控制浮动功率器件栅极；通过将栅极电荷功率损耗从控制器转移到驱动器中，降低功率耗散和控制器的热应力。

        UCC27710 是一款 620V 高侧和低侧栅极驱动器，具有 0.5A 拉电流、1.0A 灌电流能力，专用于驱动功率 MOSFET 或 IGBT。对于 IGBT，建议的 VDD 工作电压为 10V 至 20V；对于 MOSFET，建议的 VDD 工作电压为 17V：

        UCC27710 电气参数（在 VDD = VHB = 15V、COM = VHS = 0、-40°C<T J <+125°C 时）如下：

        其中，后文计算需用到的参数的典型值需重点关注：

• IQBS（静态 HB-HS 电源电流）：65μA

2 半桥驱动应用设计

        图 44 中的电路显示了使用 UCC27710 驱动典型半桥配置的参考设计示例，该配置可用于多种常见电源转换器拓扑，例如同步降压、同步升压、半桥/全桥隔离拓扑和电机驱动应用。

        表 4 显示了示例应用的参考设计参数： UCC27710 用于以高低侧配置驱动 650V MOSFET。

-Power Transistor：功率晶体管；Input signal amplitude：输入信号幅度；Switching Frequency：开关频率；DC Link Voltage：直流链路电压-

        以下过程概述了设计具有 0.5A 拉电流和 1.0A 灌电流能力的 600V 高侧、低侧栅极驱动器的步骤，旨在使用 UCC27710 驱动功率 MOSFET 或 IGBT。

2.1 HI 和 LI 低通滤波器元件的选择（R HI，R LI，C HI，C LI）

        建议用户避免对栅极驱动器的输入信号进行整形，以试图减慢（或延迟）驱动器输出处的信号。然而，最好在 PWM 控制器和 UCC27710 的输入引脚之间添加一个小型 RC 滤波器来过滤高频噪声，如图 44 所示的 RHI & CHI 和 RLI & CLI。

        这种滤波器应使用 10 Ω 至 100 Ω 范围内的 RHI、RLI，以及 10pF 至 220pF 范围内的 CHI、CLI。在本示例中，选择了 RHI = RLI = 49.9 Ω 和 CHI = CLI = 33pF 。

2.2 自举电路的基本工作原理 

        为栅极驱动器 IC 的高侧驱动电路供电的最广泛使用的方法之一是自举电源。自举电源由自举电阻（Bootstrap Resistor）、自举二极管（Bootstrap Diode）和自举电容（Bootstrap Capacitor）组成；该电路如 Figure 1 所示。

        自举电容电压 (VBS) 可以达到的最大电压取决于图 1 中所示的自举电路的元件。Rboot 上的压降、自举二极管的 VF、低压侧开关上的压降（VCEon 或 VFP，取决于流过开关的电流方向），以及放置在低压侧开关发射极和直流侧之间的分流电阻（ Figure 1 中未显示）上的压降（如果存在），都需要考虑在内。

        自举电路采用半桥配置来为高侧 FET 提供偏置。图 2-1 展示了采用简化半桥配置的自举电路的充电路径。当低压侧 FET 导通、高压侧 FET 关断时，HS 引脚和开关节点被拉低到地；VDD 辅助电源通过旁路电容器经由自举二极管和电阻为自举电容器充电。

        如图 2-2 所示，当低压侧 FET 关断、高压侧开启时，栅极驱动器的 HS 引脚和开关节点被拉高至高压总线 HV；自举电容器通过栅极驱动器的 HO 和 HS 引脚向高压侧 FET 释放部分存储电压（充电过程中积累的电压）。

 

2.3 自举元件的选择 

2.3.1 自举电容（CBOOT）的选择

        从设计角度来看，这是最重要的元件，因为它提供了低阻抗路径来提供高峰值电流，从而为高侧开关充电。根据一般的经验法则，该自举电容器的大小应确保能够提供足够的能量来驱动高侧 MOSFET 的栅极，而不会导致损耗超过 10%。该自举电容器应至少比高侧 FET 的栅极电容 Cg 大 10 倍。其原因是需要考虑直流偏置和温度导致的电容变化，另外还有负载瞬态期间跳过的周期。

        栅极电容 Cg 可以使用方程式 1 来确定：

（1）

        其中：

• Qg：栅极电荷（MOSFET 的数据手册）；
• VQ1g = VDD − VBootDiode（其中，VBootDiode：自举二极管上的正向压降）。

        确定栅极电荷 Cg 后，可以使用方程式 2 来估算自举电容的最小值：

（2）

        或者，可以使用方程式 3 来更准确地计算最小自举电容值：

（3）

        其中：

• QG：总 MOSFET 栅极电荷（MOSFET 的数据手册）；
• IHBS：HB 到 VSS 漏电流（栅极驱动器的数据手册）；
• Dmax：最大占空比；
• IHB：HB 静态电流（栅极驱动器的数据手册）；
• ∆VHB = VDD − VDH − VHBL，其中：
  • VDD：栅极驱动器 IC 的电源电压；
  • VDH：自举二极管正向压降（自举二极管数据手册）；
  • VHBL：HBUVLO 下降阈值（栅极驱动器的数据手册）。

        需要注意的是，如果值低于所需的最小自举电容值，可能会激活驱动器的 UVLO，从而过早关断高侧 FET。另一 方面，较高的自举电容值会在某些情况下（在对自举电容器进行初始充电时或具有较窄的自举充电周期）导致较 低的纹波电压和较长的反向恢复时间，以及较高的峰值电流流过自举二极管。方程式 4 展示了自举电容与流经自 举二极管的峰值电流之间的关系：

（4）

        通常建议使用具有良好额定电压 (2xVDD)、温度系数和电容差的低 ESR 和低 ESL、表面贴装型多层陶瓷电容器 (MLCC)。

        下面以 UCC27710 进行举例计算：

        启动电容器的大小应足以将 FET Q1 的栅极驱动至高电平，并为功率晶体管维持稳定的栅极驱动电压。每个开关周期所需的总电荷量通过以下式子估算：

        其中， 总栅极电荷 QG 取的 31.5nC 这一数值，应该在所用 P 沟道 MOSFET 的数据手册上可以找到或计算得出。

        QG 相关知识可参看：

• ​​​​​​Can you explain more about MOSFET's Qg, Qgs, and Qgd parameters? | Renesas Customer Hub
• Electrical characteristics of MOSFETs (Charge Characteristic Qg/Qgs1/Qgd/QSW/QOSS) | Toshiba Electronic Devices & Storage Corporation | Asia-English (semicon-storage.com)
• 何谓总栅极电荷（Qg）_罗姆半导体集团(ROHM Semiconductor)

        本设计示例的目标电容器纹波电压为 0.5V。因此，CBOOT 的最低要求是：

        实际上，CBOOT 的值需要大于计算值。这样可以考虑直流偏压和温度引起的电容偏移，以及负载瞬态时发生的跳变周期。在本设计示例中，选择 220nF 电容器作为自举电容：

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• 几分钟搞定自举电路的知识要点 - 知乎 (zhihu.com)

2.3.2 VDD 旁路/保持电容 (CVDD) 和 RBIAS 的选择

        为自举电容器充电的电荷必须来自某个较大的旁路电容器，通常为 VDD 旁路电容器。根据经验，此旁路电容器的大小应至少比自举电容器大 10 倍，以便它不会在自举电容器充电期间完全耗尽电荷。这样便可以在充电序列期间 正确地为自举电容器充电。在最坏的情况下，该 10 倍的比率会在 VDD 电容器上产生 10% 的最大纹波。

        VDD 电容 (CVDD) 应选择为至少比 CBOOT 大 10 倍，以便在为启动电容器充电时 VDD 电容器上的压降最小。对于本设计示例，选择了 2.2μF 电容：

        建议将 10 Ω 电阻 RBIAS 与偏置电源和 VDD 引脚串联，以使 VDD 斜坡上升时间大于 20μs，以最大限度地减少 LO 和 HO 上升，如图 45 所示：

2.3.3 自举电阻（RBOOT）的选择

        自举电阻 RBOOT 的作用是限制启动期间自举二极管 DBOOT 上的峰值电流，因此应仔细选择该电阻。

        自举电阻会通过自举电容引入一个时间常数，如方程式 6 所示：

（6）

         这个时间常数出现在高侧关断时间内，解释了与占空比的依赖关系。由于该占空比是恒定的，因此应适当调整自举电阻和自举电容以实现所需的启动时间。增加自举电阻将增加时间常数，从而导致启动时间延长。

        此外，选择的自举电阻器必须能够承受自举电容器的第一次充电过程中出现的高功耗。该功耗可以通过方程式 7 进行估算：

（7）

        该功耗在自举电容的充电期间产生，并可使用方程式 8 进行估算：

（8）

        该电阻对于限制启动时流经自举二极管的峰值电流以及限制 HB-HS（高侧浮动电源到返回高侧浮动电源）的 dv/dt 至关重要，以避免出现图 45 所示的现象。通过此电阻的峰值电流可以使用方程式 9 进行计算：

（9）

        图 3-4 展示了使用 0Ω 电阻时 VDD (CH4) 和 HB-HS (CH1) 的快速斜升，这会导致 LO (CH3) 和 HO (CH2) 上的电压发生意外变化。

        图 3-5 展示了使用略大的电阻值 (Rboot = 2.2Ω) 如何解决此问题。需要注意的是，在图 3-5 中观察到的偏置上升速 率并非适用于所有驱动器。 

        在使用 UCC27710 时，建议 RBOOT 的阻值在 2 Ω 和 20 Ω 之间。本设计选择了 2.2 Ω 的 RBOOT 限流电阻。自举二极管电流 (IDBOOT(pk)) 被限制为大约 5.0 A。

2.3.4 栅极电阻（RON/ROFF）的选择

        电阻 RON 和 ROFF 的大小应符合下列要求：

• 降低寄生电感和电容引起的振铃。
• 限制高电压/电流开关 dV/dt、dI/dt 和体二极管反向恢复引起的振铃。
• 微调栅极驱动强度，优化开关损耗。
• 减少电磁干扰 (EMI)。

        UCC27710 具有上拉结构，其中 P 沟道 MOSFET 提供 0.5A 的峰值拉电流。在本示例中，选择了 10Ω 的 RON 和 5.1Ω 的 ROFF ，以提供振铃阻尼和足够的栅极驱动电流。

         因此，峰值拉电流可以用以下公式预测：

         其中，

• RON：外部导通电阻；
• RGFET_Int：功率晶体管内部栅极电阻，参见功率晶体管数据表；
• IO+：峰值拉电流。UCC27710 峰值拉电流取 0.5A 与根据栅极驱动环路电阻计算得出的值之间的最大值。

        在本例中：

        因此，高侧和低侧峰值拉电流均约为 0.5 A。

        类似地，峰值灌电流可通过以下公式计算：

        其中，

• ROFF：外部关断电阻；
• VDGATE：二极管正向压降，与ROFF 串联。本例中的二极管为 MBRM130L；
• IO：峰值灌电流。 UCC27710 峰值灌电流取 1.0A 和基于栅极驱动环路电阻的计算值之间的最大值。

        在本例中：

2.3.5 自举二极管（DBOOT）的选择

        为了尽可能地降低与二极管反向恢复特性和接地噪声反弹相关的损耗，建议使用具有快速反向恢复时间 tRR、低正向压降 VF和低结电容的快速恢复二极管或肖特基二极管。使用肖特基二极管可降低从自举电容器向栅极驱动器电源回馈电荷的相关风险， 并更大限度地降低漏电流。建议使用的器件包括 MURA160T3G 和 BYG20J。

        图 3-1 展示了在 HB-HS(Ch1) 上使用具有反向恢复时间的二极管时的反向恢复损耗。 我们可以观察到 HB-HS 引脚上存在大量过冲和下冲，这可以触发驱动器的 UVLO 并关闭栅极驱动器。

        当 HS 引脚（开关节点）被拉至更高的电压时，二极管必须能够足够快地反向偏置，以阻止从自举电容器到 VDD 电源的任何电荷。应仔细选择该自举二极管，使其能够处理启动期间的峰值瞬态电流，并使其额定电压高于系统直流链路电压且具有足够的裕度。

        下面的图 3-2 展示了通过设置时序专门在二极管电流的情况下将开关节点强制为高电平而形成的反向恢复条件 （通道 1）。

        图 3-3 展示了 HB-HS 引脚上损耗的影响，这可能会触发开关节点并可能损坏驱动器。

2.4 自举元件的布局

        正确选择所有自举元件后，务必要仔细放置这些元件，从而更大限度地减小寄生电感并缩短大电流布线长度。这个大电流路径包括自举电容、自举二极管、驱动器以地为基准的 VDD 旁路电容器和低侧电源开关。因此，缩短该路径并使该环路尽可能小非常重要。自举电容和旁路电容器应尽可能靠近栅极驱动器电源引脚放置。下面的 图 4-1 展示了一个使用 UCC27710 的良好布局示例，其中所有自举元件都位于栅极驱动器 IC 附近，可更大限度地减小寄生电感的影响并减小自举电路的高峰值电流路径。将高压电源布线与低压信号布线分开也很重要。

• 将 UCC27710 尽可能靠近 MOSFET 放置，以最大限度地缩短 HO/LO 与 MOSFET 栅极之间的高电流走线长度，以及返回驱动器 HS 和 COM 的电流路径。
• 建议在偏置电源和VDD 引脚上串联电阻。
• 将 VDD 电容器 (CVDD) 和 VHB 电容器 (CBOOT) 放置在尽可能靠近 UCC27710 引脚的位置。 
• 建议使用 2 Ω 至 20 Ω 电阻与自举二极管串联，以限制自举电流。
• 建议 HI/LI 使用 10 Ω至 100 Ω 和 10 pF至 220 pF 的 ARC 滤波器。
• 分离电源线和信号线，如输出和输入信号。
• 与低压引脚和浮动驱动 HB、HO 和 HS 引脚保持尽可能大的间隔。
• 确保控制接地（输入信号参考）与电源系统接地之间没有大开关电流。

附 模电基础概念回顾——MOSFET

摘自：模拟电子技术基础（第四版）教材

        -源极 s    漏极 d    栅极 g-

        场效应管（FET，Feild Effect Transistor）是利用输入回路的电场效应来控制输出回路电流的一种半导体器件，并以此命名。由于它仅靠半导体中的多数载流子导电，又称单极型晶体管。 

        绝缘栅型场效应管的栅极与源极、栅极与漏极之间均采用SiO2绝缘层隔离，因此而得名。又因栅极为金属铝，故又称为MOS管（MOS，Metal-Oxide-Semiconductor）。与结型场效应管相同，MOS管也有N沟道和P沟道两类，但每一类又分为增强型和耗尽型两种，因此MOS管的四种类型为：N沟道增强型管、N沟道耗尽型管，P沟道增强型管和P沟道耗尽型管。凡栅 - 源电压 ucs 为零时漏极电流也为零的管子均属于增强型管，凡栅 - 源电压 Ucs 为零时漏极电流不为零的管子均属于耗尽型管。

• N沟道增强型MOS管

•  N沟道耗尽型MOS管

        特性曲线：